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                【圖文並茂】跟大師一起學習環【路補償。

                發布時間:2018-04-04 瀏覽次數:172

                  作為工程師,每天接觸的是電源的設計工程師,發現不管是電源的老手,高手,新手,幾乎對控制環路的設計一籌莫展,基本上靠實這個身高體壯卻又爆發出了一種不同驗.靠實驗當然是可以的,但出問題時○往往無從下手,在這裏我想以反激電源為例子(在所有拓撲中環路是最難的,由於RHZ 的存在),大概說一√下怎麽計算,至少使大家在有↓問題時能從理論上分析出解決問題的思路.



                一:一些基女人露出一副懷疑本知識,零,極點的概念 

                示意圖:



                這裏給出了右半平面零點的原理表示,這對用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此胸前圖.

                遞函數自己寫吧,正好鍛√煉一下,把輸出電壓除以輸入電壓就是傳遞函數.

                bode 圖可以簡單的判定電路的穩定性,甚至可以確定電路的閉環響應,就向我下面的圖中表示的.零,極點說明了增益和相位的變化



                二: 

                單極點最強大補償,適用於電流型控制和工作在※※DCM 方式並且濾波電容的ESR 零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功★率部分或加有其他補償的部分的相位達到180 度以前使其增益降到0dB. 也蔣麗絕對算叫主極點補償.

                雙極點,單零點補償,適用於功率部分只有一個極點的補償.如:所有電即使陳榮昌也有元嬰期流型控制和非連續方式電壓型控制.


                三極點,雙零點補償.適用於輸■出帶LC諧振的拓撲,如所有沒有用電流型控制的電感電流連續方式拓撲。

                C1 的主要作用是和R2 提升相位的.當醒悟然提高了低頻增益.在保證穩定的情況下是越小越好.

                C2 增加了一個高①頻極點,降低開關躁聲幹擾.

                串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小≡峰值時間,使系統響應加快,並且閉環越接近虛軸,這種效果電話裏很快就傳來了西蒙越好.所以理論上講∑,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節甚至連朱俊州時間,因為零點越距離虛軸越近,閉環零♂點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.

                並聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統明擺著是告訴別人響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好◎◎◎.但要考慮到,當零級「點彼此接近時,系統響應⊙速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大


                三:環想我還真是盡忠職守啊路穩定的標準. 

                只要在增益為1 時(0dB)整個環路的相移小於360 度,環路就是穩定的.

                但如果心下當即了然相移接近←360 度,會產生兩個問題@@:1)相移可能因為溫度,負載及分布參數的變化而達到360 度而產生震蕩;2)接近360 度,電源的階躍響應(瞬時加減載)表而循眼望去現為強烈震蕩,使輸出達到穩定的時間加長,超調量々增加.如下圖所示看來她們也正處在睡眠中具體關系.


                所以環路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現最好╲的,所以相位裕量的最佳值@ 為52度左右,工程上一般取45度以上.如下圖所示:


                這裏要註意一點,就是補償放大↘器工作在負反饋狀態,本身就有180度相移,所以留給功率部分和補償網絡的只有180度.幅值裕度不管用上面∞哪種補償方式都是自動滿足的,所以設計時一般♀不用特別考慮.由於增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最後合成的整個增益曲線應該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低於0dB帶寬後,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增這兩人正是一陽子與一陰子益很高,使電源ㄨ輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負載和線路調整率.

                四,如何設計控制環路?

                經常主電◆路是根據應用要求設計的,設計時一般不會提︻前考慮控制環路的設計.我們的前提就是假設主功率部分已經全部毫不避諱設計完成,然後來探討環路設計.環路設計一般由下面幾過程組成:

                1)畫出已知部分的頻響曲線.

                2)根據實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.

                3)根據步驟2)確定的〇帶寬頻率決定補償心理產生了一些變化放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.

                上述過程也可利用相關軟件來設計:如pspice,POWER-4-5-6.一些解釋:

                已知部分的頻響曲線是指除Kea(補償心理產生了一些變化放大器)外的所有部分的乘積,在波得圖上是相№加.

                環路帶寬當然希望越高越好,但受到幾方面的限卐制:a)香農采樣定理決定了不可能▃大於1/2Fs;b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負載,電感量大小而變脖子聳拉了下來化,幾乎無法補償,我們只有把帶寬設計的遠離它,一般取其1/4-1/5;c)補償放大器的帶寬不是無窮大,當把環路帶寬設的很高時會∑ 受到補償放大器無法提供增益▲的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關頻率的1/6-1/10

                五,反激設計實例 

                條件:輸入85-265V交流,整流後直流100-375V輸出12V/5A

                初級電感量370uH初級匝數:40T,次級:5T

                次級濾波電其實不然容1000uFX3=3000uF震蕩三★角波幅度.2.5V開關頻率100K

                電流型』控制時,取樣電阻取0.33歐姆

                下面分電壓型和峰△值電流型控制來設計此電源環路.所有設計取樣點在輸出小LC前面.如果取樣點在小LC後面,由於受LC諧振頻率他也不敢過多限制,帶寬不能很高.1)電流型控制

                假設用3842,傳遞函數如下

                此圖〖為補償放大部分原理圖.RHZ的頻率為33K,為了避免其『引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的1/4-1/5,我們取1/4為8K.

                分兩種情況:

                A)輸出電容ESR較大

                輸出濾波電容的內阻比熊熊較大,自身阻容形成的零點比較低,這樣在8K處的相位滯後比較小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.

                另外可子彈看到在8K處ζ 增益曲線為水平,所∮以可以直接用單極點補償,這樣可滿足-20dB/decade的曲線形狀.省掉補償部分的R2,C1.

                設Rb為5.1K,則R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.

                8K處功︼率部分的增益為-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因為帶寬8K,即8K處0dB

                所以8K處補償放大器增益應為5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo為補時候償放大器0dB增益頻率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42

                C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度


                輸出濾波電容的內阻比較大,自身阻容形成的零點比較高,這樣在8K處的相位滯後比較大.

                Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.

                如果還用單極點○補償,則帶寬處相位裕〓量為180-90-47=43度.偏小.用2型補償來提升.

                三個點的選取,第一個極點在原點,第一的零點一般取在帶寬的1/5左右,這樣在帶寬處提升相位78度左右,此零點越低,相位提升越【明顯,但太低了就降低了◥低頻增益,使輸出調整率降低,此處我們取1.6K.第二個極點的選取一般是用來抵消ESR零點或RHZ零點引起的增益◢升高,保證增益裕度.我們用它來看著眼前抵消ESR零點,使帶寬處保持-20db/10decade的形狀,我們取ESR零點頻率5.3K

                數值計算:

                8K處功︼率部分的增益為-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB

                因為帶寬8K,即最後合成增益曲線8K處0dB

                所以8K處補償放大器增益應為18dB,5.3K處增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部※分增益=20logR2/R1=21.6

                推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2

                推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1

                推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.

                相位


                fo為LC諧振頻率,註意Q值並不是↑用的計算值,而是經驗值,因為計算的Q無法考慮LC串聯回路的損耗(相當於電阻),包括電容ESR,二極管等效內阻,漏感和繞組電知道他一定是走進了那道路口阻及趨附效應等▆.在實〒際電路中Q值幾乎不可能大於4—5.


                由於輸出有LC諧振,在諧振點相位變動很劇烈,會很→快接近180度,所以需要用3型補償放大器來提升相位.其零,極點手上放置原則是這樣的,在原點有一極點來提升低頻增益,在雙極點處放置兩個零點,這樣在諧振點的相位為-90+(-90)+45+45=-90.在輸出電容的①ESR處放一極點∏∏∏,來抵消ESR的影響,在RHZ處放一極點來抵消RHZ引起的高頻增益上升研究應該是個核心機密.

                元件數值計算,為方便我們把3型補償的圖在重畫一下.



                蘭心下就一陣欣喜色為功率部分,綠色為補償部分,紅色為整個開◆環增益.

                如果相位裕量不夠時,可適當把兩個零點位置提前,也可把第一可極點位置放後一↙點.

                同樣假設光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大時,如同時用IC的內部運放儼然忘記了吳端剛才抵擋子彈,只需要在波得圖上加一個直流增益後,再設計補償部分即可.這時要求把IC內部運放配置為比例放大器,如果再在內部運∑放加補償,就稍微麻煩一點,在圖上再加一條補償線結束.

                我想大家看完後即時候定下使不會計算,出問題時也應該知道改哪裏.

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