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                開關電源輸入:共模電感,X電容,Y電容,差摸電感理論計算!

                發布時間:2018-03-30 瀏覽次數:314

                引言

                開關電源中,EMI濾波器對共模和差模傳導噪聲的抑制起著顯著的作用。在研究濾波器↑原理的基礎上,探討了一種對∮共模、差模信號進行獨立分析,分別建模的方法,最後基於此提出了一種EMI濾波器的設計︼程序。

                高頻開關電源由於其在體積、重量、功率密度、效率等方面的諸多優點,已經被廣泛地這裏是擎天迷宮應用於工業、國防、家電⌒產品等各個領域。在開關電源應用於交流電網的場合,整流電路往往導致輸入電流的斷續,這除了大大降低輸入功率因數外,還增加了大∮量高次諧波。同時,開關電源中功率開關管的高速開關動作(從幾十kHz到數MHz),形成了EMI(electromagnetic interference)騷擾源。從已發表的開關電源論文可知,在開關∞電源中主要存在的幹擾形式是傳導幹擾和近場輻射幹擾∩Ψ ,傳導幹擾還會註入電網,幹擾接入電網的其他設備。

                減少傳導幹擾或許只有黑馬王是你的方法有很多,諸如合理鋪設地線,采取星型鋪地,避免環形地線,盡可能減少公共阻抗;設計合理的緩沖電路;減少電路雜散電容等。除此之外,可以利用EMI濾波器衰減電網與開關電源對彼此的何林在一旁咧嘴一笑噪聲幹擾。

                EMI騷擾通常難以精⊙確描述,濾波器的設計通常是通過反復叠代,計算制作以求逐步逼近設計要求。本文從EMI濾波原理入手,分別通過對其共模和差模噪聲模型的分析,給出實際工作中設計濾波器的方法,並分步驟給出設計實例。

                1、EMI濾波器設計洪六原理

                在開關∞電源中,主要的EMI騷擾源是功率半導體器件開關動作產生的dv/dt和di/dt,因而電磁發射EME(Electromagnetic Emission)通常九九雷劫是寬帶的噪聲信號,其頻率範圍從開關工』作頻率到幾MHz。所以,傳導型電磁環境(EME)的測量,正如很多國際和國家標準所規定,頻率範圍在0.15~30MHz。設計EMI濾波器,就是要對開關就一個破鐵罐頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的衰減。基於上述標準,通常情況下只要考慮將貴賓頻率高於150kHz的EME衰減至合♀理範圍內即可。

                在數字信號處理領域普遍認同的低通濾略微苦澀道波器概念同樣適用於電力電子裝置中。簡言之,EMI濾波器設計可以理解為要滿足以下要求:

                1)規定要求的阻帶頻率和阻帶衰減;(滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減);

                2)對電網頻率低衰減(滿足規定的通如所說帶頻率和通帶低衰減);

                3)低成本。

                1.1、常用低通濾波器模型Ψ

                EMI濾波器通常置於開關電源與電網相連的前端,是由串聯電抗器和並聯電容器組成的低通濾略微苦澀道波器。如圖1所示,噪聲源▽等效阻抗為Zsource、電網等效阻抗為Zsink。濾波器指標(fstop和Hstop)可以由一階、二階或三階低通濾波器實現,濾波器傳遞函數的計算通常在高頻下近似,也就是說對於n階濾波器,忽略所有ωk相關項(當k<n),只取含ωn相關項。表1列出了幾種常按照這個流速見的濾波器拓撲及其傳遞函數。特別要註意的是要考慮輸〖入、輸出阻抗不匹配給濾波特性帶來的影響。


                1.2、EMI濾波器等效電路

                傳導型EMI噪聲包含共模(CM)噪聲∑和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在於所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間,其產生來源被認為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場耦合等劍無生慢慢劍無生慢慢;差模噪聲存在於¤交流相線(L、N)之間,產生來源是脈動電流,開關器件的振鈴電流以及二極管的反好快向恢復特性。這兩種模式的傳導噪聲來源√不同,傳導途徑也不同,因而共模濾波器和差模濾波器應當分別設計。

                顯然,針對兩種不同模式的傳導噪聲,將其分離並分別測量爆炸聲響起出實際水平是十分必要的,這將有利於確定那種模式的噪聲占主要部分,並相應地體現在對應的濾波器設這兩個突然出現計過程中,實現參數☆優化。

                以一種常用的濾波器拓撲〔圖2(a)〕為例,分別對共模、差模噪聲濾波器等效電路進行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知,Cx1和Cx2只用於抑制差這次來得有些奇怪啊一旁模噪聲,理想ω的共模扼流電感LC只用於抑制共模噪聲。但是,由於實際的LC繞制的不公子和冷光對稱,在兩組LC之間存在有漏感Lg也可用於抑制差模噪聲。Cy即可抑制共模幹擾、又可抑制差模噪聲,只是由吸了口氣於差模抑制電容Cx2遠大於Cy,Cy對差模抑制可忽略不計。同樣,LD既可抑制共模幹擾、又可抑對付圖神制差模幹擾,但LD遠小於LC,因而對ω 共模噪聲抑制作用也相對很小。

                由表1和圖2可以推出,對於共模等效電路,濾波器模型為一個二階LC型低通濾波※器,將等效共模電感記為LCM,等效共模電容記為CCM,則有

                LCM=LC+1/2LD(1)

                CCM=2Cy(2)

                對於差模等效電路,濾波器但是模型為一個三階CLC型低通濾波※器,將等效差模電感記為LDM,等效差模電容記為CDM(令Cx1=Cx2且認為Cy/2<<Cx2),則有

                 LDM=2LD+Lg(3)

                CDM=Cx1=Cx2(4)

                LC型濾波器道塵子臉色難看截止頻率計圍繞著不妄轉了起來算公式為▓


                將式(1)及式(2)代入式(5),則有


                CLC型濾波器道塵子臉色難看截止頻率計算公式為


                將式(3)及式(4)代入式(7),則有

                在噪聲源阻抗和電網阻抗均確定,且相互匹配的情況下,EMI濾波器對共模和差模噪聲的抑制作用,如圖3所示。

                2、設計EMI濾波器的實她馬上快撐不住了際方法

                2.1、設計中的幾點考慮

                EMI濾波器的效果不但依賴於其自身,還與噪聲源阻抗及電網阻抗有就是十級巔峰仙帝關。電網阻抗Zsink通常利用靜態阻】抗補償網絡(LISN)來校正,接在濾波器與電網之間,包括電感、電容和一個50Ω電阻,從而保證電網阻抗可由已知標準求出。而EMI源阻抗則取決於不同的變換器拓撲形式。

                以典型的反激式開關電源為例,如圖4(a)所示,其全橋整流電路電流為斷續狀態,電流電壓波形如要想提升到皇品仙器或者神器圖5所示。對於共」模噪聲,圖4(b)所示Zsource可以看作一個電流源IS和一個高砰阻抗ZP並聯;圖4(c)中對於差模噪聲,取決於整流橋二極管通斷情況,Zsource有兩種狀態:當其中任意兩只二極管導通時,Zsource等效為一個電壓源VS與∑ 一個低值阻抗ZS串連;當二極管全部截止時,等效為一個電流源IS和一個高砰阻抗ZP並聯。因而█噪聲源差模等效阻抗Zsource以2倍工頻頻率在上述兩種狀態切換。

                在前述設計過程中,EMI濾波器元件(電感、電容)均被看作是理想的。然而由於實際元件存在寄生參數,比如電容的寄生電感,電感受死間的寄生電容,以及PCB板□布線存在的寄生參數,實際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問題,模型的參數往往較難確定,所以,本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性。故ZS及ZP取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電①容等寄生參數有關,直接采用根據電路拓撲及參數建模的方案求解源阻抗難以實現,因而,在設計都是會卷走一大片仙獸中往往采用實際測量Zsource。

                2.2、實際設計步□ 驟

                EMI濾波器設計往往要求在實現抑制噪聲的同時,自身體積要盡可能小,成本要盡可能低廉。同時,濾波效果也取決於實際的噪聲水平的高低,分析共模和差模噪聲的幹擾權重,為此,在設計前要求確定以下參量,以實現設計的正好優化。

                1)測量幹擾◣源等效阻抗Zsource和電網等效阻抗。實際過程中往往是依靠理論和經驗的指導,先作出電源的PCB板,這是因為共模、差模的噪聲源和幹擾途徑互不相同,電路板走線的微小差異都可能導致很大EME變化。

                2)測量出未加濾波器前的幹擾噪聲頻譜,並利用噪∴聲分離器將共模噪聲VMEASUREE,CM和差模噪聲Vmeasure,CM分離,做出相應的幹擾頻譜。

                接著就可以進行實際的蟹耶多心裏怒火中燒設計了,仍以本文中提¤出的濾波器模型為例,步驟如下。

                (1)依照式(9)計算濾波器所需要的共模、差模衰減,並做出曲線Vmeasure,CM-f和Vmeasure,DM-f,其中Vmeasure,CM和Vmeasure,DM已經測得,Vstandard,CM和Vstandard,DM可參照傳導EMI幹擾國標【設定。加上3dB的原因在於用噪音分離器的測量值比實際值要大3dB。

                (Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)-(Vstandard,CM)+3dB

                (Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)-(Vstandard,DM)+3dB(9)

                (2)由圖3可知,斜率分卻是不得不註意別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點即為√√fR,CM和fR,DM。作Vmeasure,CM-f和Vmeasure,DM-f的切線,切線斜率分卻是不得不註意別為40dB/dec和60dB/dec,比較可知,只要測量他們與頻率軸的交點,即可得出fR,CM和fR,DM,圖6所示為其示意圖。


                (3)濾波器元件參數設計

                ——共模參數的選取    Cy接在相線和大地之間,該電容器容量過大將會造成漏電流過大,安全性降⌒ 低。對漏電流要求越小越好,安全標準通常為幾百μA到幾mA。

                EMI對地漏選擇電流Iy計算公式為

                 Iy=2πfCVc(10)

                式中:f為電網頻率。

                在本例中,Vc是電容Cy上的壓降,f=50Hz,C=2Cy,Vc=220/2=110V,則 


                若設定對地漏選擇電流為0.15mA,可求得Cy≈2200pF。將Cy代入步驟(2)中求得fR,CM值,再將fR,CM代入式(6)中可得


                ——差模參數選取    由式(8)可知,Cx1,Cx2,以及LD的選取沒有唯一解,允許設計者有一定的自由度。

                由圖2可知,共模電感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪聲,有瑤瑤倒了下去時為了簡化濾波器,也可以▼省去LD。經驗表明,漏感Lg量值多為Lc量值的0.5%~2%。Lg可實測獲得。此時,相應地Cx1、Ccx2值要更大。

                3、結語

                本文的論述是基於低通濾波器的低頻模型分析。由於實際元件寄生參數的影響,尤其在高頻段更加顯著,因而往往需要在第一次確定參數之後反復修正參數,以及〗使用低ESR和ESL的電容,優化繞制磁芯的材料和工藝,逐步逼近要求的技術指標。

                由於只涉及到單級濾波器的設計一旁一旁,如LC型濾波器衰減㊣程度只有40dB/dec,當要求衰減程度在60~80dB以上的指標時,往往需要使用多級濾波器。

                通用型的EMI濾波器通常很難設計,這是由於不同的功率變換器之間,由於拓撲、選用元件、PCB布版等原因,電磁環境水平相那巨大差很大,再加上】阻抗匹配的問題,在很大程度上影響了濾波器的通用性,所以,濾波器的設計往往需要有針對性,並在實際調試中逐步修正。


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